Cái dòng đỏ đỏ đã áp dụng cho NAP 5xx rồi. Bác vẫn chưa fix giá trị Cdom và chưa nói rõ mối quan hệ giữa Rdegen và Cdom bằng công thức tính hoặc cách chọn giá trị cụ thể để có BW, slew rate tối ưu.
Cái vụ BC550C thay 1N4148 là trong cái mạch NAP5xx vừa làm pcb đó em,cải thiện rất nhiều nhất là độ tuyến tính... Hồi trước anh làm mạch này dùng mấy con TIP3055 mà phế lắm.Topo H C Lin giới thiệu rất cơ bản nhưng có nhiều biến tâu hay.Con này Cdom nó cho lên 550p.
Tại vì em muốn có bài riêng về bù tần số và Cdom nên cố ý chưa có Fix, nhiều khả năng mạch Naim có sự cố vấn thiết kế của Baxandall. Mạch anh Quang đưa lên càng khẳng định lý thuyết về Cdom và gm, bỏ Rdegen làm gm tầng đầu tăng khoảng tầm 5 lần, và bù lại điều đó thì Cdom cũng phải tăng lên tầm 5 lần (mạch Blameless xài 100p) nếu không muốn mạch mất ổn định. Slew Rate phải hy sinh, nhưng theo Self (có tham khảo thí nghiệm của cụ Pass về Slew rate tín hiệu) thì thường mạch bán dẫn kiểu này có Slew Rate vượt quá mức cần thiết. Tuy nhiên có thể gặp phải sự phàn nàn của bên marketing vì thông số ra giấy không được đẹp.
Ủng hộ em phát triển mạch này.Anh còn 20 con 2SA970BL chính hảng,hôm nào anh em mình coffee sẽ gởi em làm mạch này cho thật đỉnh.
Tải là gương dòng điện, nếu không dùng Rdegen, transconductance Gm sẽ rất cao, vi sai nhập sẽ tuyến tính. Nhưng điều này, có hại cho gu nghe (cân bằng giữa bass & treble). Vi sai nhập + tải gương dòng điện + topo Lin EF2 + Miller compensator MC chính là cái mạch 300W trong topic kia, PCB nó có bán rộng rãi ở Nhật... Tảo. Nhược điểm của nó, mà rất nhiều người phàn nàn, chính em cũng thấy, đó là bass/mid bass quá nặng. Che lấp âm cao.
Nếu điều mà bác "đi bộ" nói là đúng thì nó cũng giải thích tại sao con NAP 135 mod theo NCC2000 bằng cách mắc thêm trở Rdegen tới 100R (Naim không dùng tải gương dòng điện) lại bị mất đi "Naim sound": treble trội quá, bass kém Naim chính hãng. Bây giờ mình đã hiểu tại sao các cụ trên diyAudio khuyên không nên dùng Rdegen > 50R, hoặc bỏ hẳn nó đi.
''Naim sound'' khi nào bác muốn clone lại y hệt thôi, NCC200 và cái trang gì đó mod tùm lum Naim (tụ decouple chân sò...) cũng là DIY lại, theo Naim. Nhưng nếu là DIY, thì bác cứ làm theo ý muốn của mình. Đó mới là ''Do It Yourseft''. Degeneration, từ lâu em đã dùng như một ''mạch tone control'', gia giảm âm thanh cho vừa khẩu vị. Em chán ngấy trò clone rồi. Nhưng mà, trong vài năm trở lại đây, diyaudio hình như không có mạch nào không dùng Rdegen cả, trừ khi do ý đồ của tác giả hoặc dùng JFET. Những dự án solid state bên đó degen rất là mạnh, đến mức 0.5V. Em cũng hay dùng mức này, và đôi khi còn lớn hơn.
- Topic này sẽ tập trung vào phân tích mạch dùng tầng khuếch đại “đẩy kéo – push pull”, điều này đúng cho cả class-A (Blameless class-A và Trimodal), class-AB và cả class-G, tuy nhiên mạch Blamless đầu tiên chạy class-B nên em sẽ đi sâu vào phần class-B trước, mạch mạch công suất ngõ ra được cấu hình chỉ gồm 2 BJT bù đối xứng, một NPN và một PNP. - Q1 và Q2 là cặp bù đối xứng, cả hai đều được cấu hình để hoạt động theo kiểu chung C (CC) hay còn gọi là E theo (EF – Emitter Follower), chiều mũi tên ám chỉ chiều tín hiệu, không phải chiều dòng điện, ý tưởng về kiểu hoạt động này thật đợn giản, với BJT thì điện áp Vbe cần để dẫn luôn cố định khoảng 0.6-0.8V, như vậy thì điện áp cực E luôn thấp hơn cực B khoảng 0.6-0.8V và BJT chịu hết dòng tải, thực tế phức tạp hơn nhưng rõ ràng là E “đi theo” B, điều này hoàn toàn phù hợp với yêu cầu của tầng công suất cũng như lý thuyết về mạch khuếch đại EF, tức là đệm dòng với độ lợi áp gần bằng 1. Như vậy thì nếu Vb = 0, BJT vẫn chưa dẫn, đợi khi nào Vb bằng 0.6V thì BJT mới bắt đầu dẫn, kết quả là trong khoảng ±0.6 V thì có tín hiệu vào mà không có tín hiệu ra, mỗi vế dẫn dưới 180° và mạch chạy class-C với độ méo “không thể chấp nhận được”, giải pháp là thêm một nguồn áp vào giữa 2 cực B của 2 vế BJT để tạo “thiên áp” ban đầu cho BJT “chớm” dẫn, lấp khoảng méo xuyên tâm, việc làm đó gọi là tạo áp Bias, khống “Vbias” là mạch bias, dòng qua cặp công suất lúc tín hiệu bằng 0 gọi là dòng bias hay dòng tĩnh Iq. Dễ thấy là nếu Vbias tầm 1.3V là đủ, và thực tế là như vậy. Phần này em chỉ trình bày về cặp công suất, Vbias vẫn cứ xem là lý tưởng, đến phần ổn định nhiệt em sẽ nói rõ hơn.
- Một vấn đề khó chịu nữa của cặp công suất là vì làm việc với dòng lớn nên phải dùng BJT công suất vốn có hfe thấp, mà dòng tải càng nặng thì hfe càng sụt dẫn đến dòng lái Ib phải tăng, lên đến hàng A, mà như phần trên thì rõ ràng tầng VAS không thể kham nổi dòng Ib lớn như vậy vì VAS chỉ được bias tầm chục mA để hạn chế vấn đề hao phí nhiệt trên BJT VAS. Mặc khác nhiều mạch công suất có thể lái tải trở kháng thấp, có thể xuống tới 1Ω hoặc thấp hơn, dòng tải vài chục thậm chí cả trăm A trong khi BJT công suất dòng Icmax tầm 15-17A là cùng. Như vậy việc dùng BJT đơn là không thể đáp ứng yêu cầu về dòng và cả hfe, giải pháp là ghép nhiều BJT lại với nhau thành một BJT “phức hợp” vừa có Ic lớn, vừa có hfe lớn, hay nói cách khác là thêm một tầng phụ (tầng driver) để lái sò công suất. Có 2 kiểu ghép chính là kiểu Darlington (double EF) và kiểu ghép Sziklai (CFP). Ngoài ra còn có thể ghép song song nhiều BJT lại để tăng dòng hoặc xếp chồng BJT lên để tăng điện áp Vcemax (các bác tham khảo mạch Super Leach-amp về kiểu ghép này, em không trình bày ở đây). Phần sau em chỉ nói về kiểu ghép giữa 2 BJT, một BJT driver và một BJT công suất, việc ghép song song BJT công suất để phần sau, vì các BJT được ghép song song cũng có thể coi tương đương như một BJT duy nhất. - Kiểu ghép đầu tiên là ghép Darlington (a), kiểu này do ông Darlington người Huê Kỳ nghĩ ra từ thời các cụ còn dùng bóng đèn điện tử, mục đích là cải thiện độ lợi khi lấy bóng này kéo bóng kia, 2 BJT dùng cũng loại là vì đó là sự lựa chọn duy nhất vì tube không có loại bù. Cả 2 BJT công suất và BJT driver cùng loại, đều chạy kiểu E theo (EF) nên còn gọi là double EF. Mạch Darlington có ư điểm là Q1, Q2 chung cực C nên dễ dàng chế tạo được driver và công suất chung một vỏ rất tiện lợi, trên thị trường có nhiều. Tuy nhiên theo Self thì dùng BJT Darlington đóng vỏ sẵn không linh hoạt trong thiết kế nên không dùng thật ngữ Darlington, thay vào đó là double EF hay đơn giản là EF. Rflush để xả cực B giúp Q2 ngắt nhanh. Như vậy 2 BJT ghép Darlington có thể xem như tương đương một BJT cùng loại với hfe lớn xấp xỉ bằng tích hfe driver và BJT công suất. - Kiểu thứ hai là kiểu ghép Sziklai ra đời sau, do ông Sziklai người Huê Kỳ gốc Nhựt Bổn nghĩ ra. Thời Sziklai đã có BJT bù đối xứng, tuy nhiên rất là không cân nhau, việc ghép như vậy mang ý nghĩa bù trừ qua lại để cặp công suất sau khi ghép đối xứng hơn. Driver chạy EF như bên Darlington, nhưng sò công suất lại chạy chung E (CE), kết quả là tồn tại một vòng hồi tiếp cục bộ trong bản thân cặp công suất nên có tên gọi là cặp bù hồi tiếp – Complementary Feedback Pair (CFP) và Self dùng tên CFP này để chỉ cặp Sziklai. Tuy BJT công suất làm việc ở chế độ CE nhưng về cơ bản cả cặp CFP cũng có thể xem tương đương như một BJT duy nhất chạy EF cùng loại với driver, ví dụ driver NPN thì xem như tương đương với BJT NPN. Tương tự mạch EF, Rflush cũng để xả cực B cho BJT công suất. Độ lợi dòng của cặp CFP cũng có thể xấp xỉ tích hfe của driver và BJT công suất, khơi khác cặp EF một chút nhưng không đáng kể.
- Các kiểu cấu hình tầng công suất đẩy kéo. Chúng ta có 2 phần phải điền vào, đó là linh kiện công suất phía trên và linh kiện công suất phía dưới, lại có 2 kiểu mạch BJT phức hợp để ghép vào, như vậy có tổng cộng 4 kiểu ghép: EF/EF, EF/CFP, CFP/EF và CFP/CFP. - (a) Kiểu EF trên EF, có lẽ là kiểu phổ thông và được sử dụng nhiều, trâu bò, kháng dao động tự kích tốt và dễ ghép song song sò công suất mà vẫn đạt độ ổn định tốt. Độ tuyến tính trung bình, một số đóng gói sẵn rất tiện lợi, có luôn driver và thậm chí có luôn mạch bù nhiệt như SAP/STD của Sanken hay Thermaltrak của ON Semi, đều là sò 5 chân… Nhược điểm là mất đến 2 lần sụt áp Vbe, tính cả 2 vế là đến 4 diode Vbe nên bias mức cao hơn, không tận dụng được hết áp nguồn, lại phải có Iq lớn để đạt được độ tuyến tính cao, ổn nhiệt khó hơn vì phụ thuộc tới 4 diode… sò Darlington lại kém linh hoạt trong thiết kế… thống nhất gọi tầng công suất kiểu này là kiểu EF. - (b) Kiểu EF/CFP, tức giả bù đối xứng – quasi complementary, cho phép sử dụng được cả 2 sò công suất NPN cùng loại. Mạch này phổ biến thời mới có mạch đẩy kéo, thường do BJT NPN có thông số luôn tốt hơn PNP, rẻ và dễ kiếm, các cặp bù đối xứng hoặc là chưa xuất hiện, hoặc là quá không cân nhau… độ tuyến tính kém 2 kiểu còn lại, có một số cách cải thiện nhưng vẫn không qua được 2 kiểu kia, khả năng ổn nhiệt, dòng bias, hiệu suất… nằm ở mức trung gian. Ngày nay kiểu này đang hiếm dẫn vì BJT PNP ngày càng phổ biến và cũng cân nhau hơn. Đại diện nổi tiếng là mạch Naim “danh bất hư truyền”. Một ưu điểm nữa là tính kinh tế vì BJT NPN dễ mua và rẻ hơn PNP, trước đây là vậy còn bây giờ thì không còn lợi thế nữa, nhiểu khi người bán bán theo cặp thì kiểu này còn tốn “củi” gấp đôi. Thống nhất gọi là kiểu Quasi. - (c) Kiểu CFP/EF giống kiểu trên, nhưng xài sò công suất toàn PNP, vẫn chạy tốt nhưng thời đại Silic NPN thường tốt hơn nên chắc không ai còn dùng nữa. Tuy nhiên có thể, có thể thôi chứ không chắc là kiểu này lợi cho BJT Germanium vốn ngược lại với Silic là NPN hiếm và thông số không đẹp. - (d) Kiểu CFP/CFP gồm cả hai vế CFP. Nhờ có vòng hồi tiếp cục bộ nên độ tuyến tính cao nhất, độ lợi ổn định, tận dụng được hết áp nguồn, có Iq để lấp mép xuyên tâm thấp hơn kiểu EF nên có hiệu suất cao. Ổn định nhiệt tốt hơn kiểu EF, xem bài viết rất hay và thí nghiệm của lão Rod Elliott ở đây về kiểu CFP này: sound.westhost.com/articles/cmpd-vs-darl.htm cái hay là 2 diode Vbe của cặp công suất vốn nóng nhất không còn ý nghĩa nữa vì nằm trong vòng hồi tiếp cục bộ… tuy nhiên mạch này khó sản xuất BJT tích hợp vì không có nền C chung, hơn nữa là dễ có nguy cơ dao động tự kích hơn kiểu EF, nhất là khi ghép nhiều BJT công suất để tăng dòng. Kiểu này phổ biến thứ 2 sau EF. Thống nhất gọi là kiểu CFP. - Thực tế thì không có kiểu nào là hoàn hảo, chọn kiểu nào là cho phù hợp với chủ đích của người thiết kế và ứng dụng. Các mạch hình dưới mang tính minh họa, thực tế có khác chút ít, nhất là kiểu EF.
Kiểu mạch EF: - Đối với kiểu mạch EF nhược điểm là tín hiệu đi từ ngõ vào đến ngõ ra phải đi qua tới 2 mối nối BE. Không có hồi tiếp âm cục bộ (tất nhiên là không tính chuyện hồi tiếp áp 100% vì bản chất mạch này là EF). - Có tới 4 mối nối, 2 của driver và 2 của BJT công suất, mà 4 mối nối này không có đồng nhất về cấu tạo và càng không đồng nhất về nhiệt. Mạch bias phải bù nhiệt cho cả 4 mối nối này cùng 1 lúc trong khi thường chỉ được ghép nhiệt với 1. Quán tính nhiệt của BJT công suất (có gắn tản nhiệt lại lớn), dẫn đến việc bù nhiệt không theo kịp nhiệt độ, viêc bù nhiệt chỉ ở mức “trung bình cộng” theo thời gian và cần được cân nhắc kỹ lưỡng. - (a) EF kiểu I. Mạch cơ bản nhất, mạch dùng 2 BJT mắc darlington chung vỏ có thể xếp vào loại này, hoạt động tốt nhưng vì trở thoát cực E của driver mắc vào ngõ ra nên không phân cực ngược mối nối BE của BJT công suất để giảm thời gian ngắt. - (b) EF kiểu II. Mạch dùng chung một trở cực E của 2 BJT driver, có ưu điểm vì Rd không nối vào điểm giữa ra loa nên có thể phân cực ngược mối nối BE của 1 trong 2 BJT công suất ngay thời điểm đóng ngắt làm giảm méo do đóng ngắt. Giá trị Rd trên mạch bằng 220R được chọn để đảm bảo xả dòng khỏi cực B đủ nhanh, vừa đảm bảo công suất hao phí trên cặp driver không quá lớn. Thực tế người ta còn mắc thêm 1 tụ song song với Rd gọi là Cs (speed-up capacitor) để giảm tổng trở AC của Rd, giúp “hút” nhanh điện tích nằm trong mối nối BE của BJT công suất, nhằm giảm thời gian đóng ngắt, chỗ này 1uF là đủ. Một số mạch Blameless theo hướng này, mạch Blameless test đầu tiên cũng dùng kiểu mạch này để đạt được sự đơn giản và ổn định. - (c) EF kiểu III. Kiểu mạch này được đưa ra với mục đích là ép BJT driver luôn dẫn và làm việc ở class-A. Theo Self thì không cần thiết lắm vì tổn hao nhiệt trên cặp driver và trở Bias lớn, còn hiệu quả đem lại cũng không hơn kiểu II là mấy.
Với mạch EF type II, Diyaudio có các ý kiến mới, là không dùng tụ speed-up. Em có đọc sơ qua nhưng không để ý chi tiết lắm lí do chính xác như thế nào. Thực tế khi em sử dụng EFII kèm tụ Cs, sẽ làm tròn cạnh xung vuông khi đo test trên oscilloscope (gai lố), giá trị từ 0.1 ~ 1uF, giá trị này được chọn sao cho cạnh lên không quá bo tròn (méo dạng).
Kiểu mạch CFP: - Kiểu mạch CFP là kiểu phổ biến thứ 2 sau mạch EF, có phiên bản ngõ ra với độ lợi áp lớn hơn 1 nhưng rõ ràng kiểu CFP với độ lợi áp “huề vốn” là ổn định và phổ biến nhất, và kiểu đó chỉ có một cấu hình như hình bên dưới. - BJT driver được cấu hình để so sánh điện áp ngõ ra với ngõ vào và lái BJT công suất. Vì có vòng hồi tiếp cục bộ ngay tại cặp công suất nên độ tuyến tính cao hơn kiểu EF. - Ổn nhiệt cho cặp CFP tốt hơn cặp EF, lý do là vì 2 mối nối BE nóng nhất của cặp công suất đã nằm trong vòng hồi tiếp cục bộ. Mạch Bias lúc này chỉ có nhiệm vụ bù nhiệt cho 2 mối nối BE của cặp driver, mà nếu cặp driver cách ly nhiệt với cặp công suất thì nhiệt độ cũng không cao và khá ổn định. Ý tưởng ghép nhiệt BJT bias với cặp driver cũng dễ hơn, vì driver nằm ngay trên PCB và là dạng công suất trung bình, cùng kiểu vỏ với BJT bias, chỉ việc đặt chồng chúng lên nhau là xong. - Ưu điểm nữa là cặp CFP tận dụng áp nguồn tốt hơn vì chỉ bị hao phí có 1 cặp mối nối BE, đặc điểm này cực kỳ lợi hại khi áp dụng cho mạch Class-A, khi mà mỗi 0.1V áp tận dụng được đều trở nên quý giá. - Nhược điểm của kiểu CFP này là vì có vòng hồi tiếp cục bộ nên có nguy cơ xảy ra dao động, đặc biệt là khi ghép song song nhiều BJT công suất. Mạch ghép song song cần có trở cân dòng, mà trở này phải gắn lên nguồn (cực E của BJT công suất), làm tăng độ phức tạp. Có thể thêm trở thoát cực E cho BJT driver (10Ω) để hạn chế bớt hồi tiếp và tăng độ ổn định mạch, nhưng lại có vẻ méo hài tăng đôi chút. Mạch Blameless nhiều mạch dùng cặp CFP.
Kiểu Quasi-Complementary. - Ngày xửa ngày xưa khi BJT công suất chỉ có ở dạng NPN, kiểu PNP hoặc là không có, hoặc là mắc tiền, thông số không đẹp và đặt biệt là không cân thì kiểu Quasi gần như là lựa chọn duy nhất vì không cần BJT PNP làm tầng công suất. Mạch Naim nổi danh khi nay chạy kiểu này có lẽ vì nó ra đời cũng lâu lắm rồi, và họ vẫn giữ truyền thống. - Mạch Quasi có nhược điểm lớn nhất là tính bất đối xứng của nó, bias cho vế EF tối ưu thì bên CFP lại méo và ngược lại… nên có độ tuyến tính kém 2 kiểu kia, 4 phiên bản của mạch được giới thiệu trên hình sau. Thực tế thì mạch Blameless gần như không dùng kiểu Quasi này nữa, nhưng em vẫn giới thiệu nhắm vào các bác làm Naim, vốn có tầng cuối chạy Quasi. - (a) Kiểu Quasi cơ bản, vấn đề là bên vế trên có 2 mối nối BE, vế dưới chỉ có 1, như vậy rất không cân nhau và gặp khó khăn trong vấn đề bù nhiệt cũng như cải thiện độ tuyến tính. Vấn đề nữa là sẽ bị clip bất đối xứng, clip phía trên trước. - (b) Kiểu Quasi dùng diode Shaw, ý tưởng là nếu không khắc phục được bên trên có 2 mối nối BE thì tại sao ta không thêm vào bên dưới 1 cái cho đểu, ông Shaw nghĩ ra điều đó và kết quả là có mạch bù diode Shaw để 2 vế cân hơn. Nhược điểm là diode Shaw dẫn toàn bộ dòng công suất và như vậy thường phải dùng diode công suất có tốc độ thấp và gây hao phí lớn. - (c) Kiểu Quasi dùng diode Baxandall, do ông Baxandall nghĩ ra để cải tiến mạch Shaw, mục đích là cho driver dẫn muộn hơn cho cân với vế bên trên chạy EF. Đây là một giải pháp “trí tuệ” hơn vì diode dẫn dòng qua driver nên có thể dùng loại tín hiệu nhỏ, gọn, rẻ tiền mà lại nhanh như 1N4148. Mạch Naim NAP140 dùng mạch này. - (d) Theo một trao đổi riêng với Self lúc cuối đời thì Baxandall có đề xuất dùng transdiode (BJT nối tắt CE) để thay cho diode 1N4148, vì transdiode có đặc tuyến gần với mối nối BE của BJT driver hơn, ông không nói rõ dùng loại nào nhưng theo Self thì nên dùng cùng loại với BJT driver (PNP), đây là một cải tiến có hiệu quả và nên làm. Bác nào có mạch Naim cũ có thể thử món transdiode này. - Thực tế mạch Quasi này nếu được bù diode tốt có đặc tính gần giống mạch EF, có độ tuyến tính tốt đến bất ngờ (có lẽ đây là một thành công của Naim, đơn giản, cổ lỗ nhưng hiệu quá), cả về hiệu suất, tuy nhiên thực tế vẫn không bì được về độ tuyến tính với 2 kiểu kia. Có thể xem xét cho mạch Blameless Class-A, theo Self là để giảm chi phí và dễ kiếm sò công suất
- Vấn đề ghép song song, độ tuyến tính và bias em xi trình bày sau, giờ fix tạm mạch Blameless đầu tiên đã. - Phiên bản Blameless đầu tiên sử dụng ngõ ra EF kiểu II để đơn giản và ổn định cao tần tốt hơn. R12, R13 là trở hạn dòng cực B cho Q9, Q8, cách ly cực B của BJT driver với tần trước, một phần giúp ổn định cao tần (tạo thành mạch lọc thông thấp với điện dung ký sinh tại cực B), một phần hạn chế bớt ảnh hưởng của tải động tầng công suất lên mạch VAS vốn có tổng trở ra khá cao. Giá trị phổ thông được chọn là 100Ω, nhỏ quá không có hiệu quả, lớn quá gây hao phí vì sụt áp trên trở sẽ làm mạch bị clip sớm. MJE340, 350 làm driver, tuy có hfe thấp, Ft thấp nhưng vậy là đủ với bản test, có thể vô tư thay loại xịn hơn miễn đủ dòng áp và cùng kiểu vỏ, kiểu chân. R14 làm trở nối giữa 2 cực E driver, giá trị chọn là 220Ω như đã nói ở trên, tụ “tăng tốc đóng ngắt” 1uF để “hút” nhanh điện tích cực B để giảm thời gian ngắt BJT công suất. Q12, Q13 chọn cặp phổ thông là 2SC3281/2SA1302, dễ kiếm hàng nhổ máy giá rẻ, tất nhiên là chân cẳng tương đương thì thay các cặp sò nhựa thông dụng khác vào vẫn được. R15, R16 là trở 3W, giá trị 0.1Ω được Self đưa ra để có độ tuyến tính cao và ít tổn hao, em sẽ giải thích cụ thể sau, tạm cứ fix mạch trước đã. (còn tiếp: Phần 8. Ổn định cao tần, mạng hồi tiếp, mạng ngõ vào và slew rate của mạch)
Bác giải thích rõ hơn chỗ hồi tiếp cục bộ này cho bà con được không? Thế tài liệu chú Tây nói mấy kiểu kia không có hồi tiếp cục bộ công suất à bác.
Bác ANHKHOI chắc đang xây dự con amp theo kiểu này đây mà.vài năm trước em đã từng làm qua mấy chú này rồi ,hồi đó em còn chưa biết cảm thụ về em nhạc nên không biết review chỉ có thể nói là nó khá tốt.
Mấy mạch của bác Đông lấy từ cuốn của Phan Tấn Uẩn, trích dịch từ Randy Slone. Một thời là sách gối đầu giường của em đấy. Bên diyaudio đang có mạch cùng topo Lin, IPS cascode + tải chủ động gương dòng điện, VAS enhaced beta, độ méo đạt 15ppm, BW 80KHz. Dùng Transitional Miller Compensation. Em cũng định khi kết thúc cấu hình symmetry rồi chuyển qua Lin dùng TMC.
Cuốn sách đó em mua khoãng năm 2000 hình như là ở nhật tảo thì phải hồi đó đọc không hiểu chỉ biết làm theo sơ đồ.mà không phải sơ đồ nào cũng chạy đâu nhé,do ông ta tính toán không đúng với công suất nhiệt của lk dẫn đến cứ cắm điện là nổ mà không biết tại sao.ông Uẩn này chỉ dịch và giới thiệu sơ sơ chứ kg hướng dẫn tính toán,đọc xong chỉ mới bắt đầu biết ráp ampli thôi.
Ngày còn trẻ trâu, em cứ ấp ủ mãi cái sơ đồ 7, amp 550W/4R 12 con MOSFET. Ngày nay em cũng trẻ và không... trâu lắm :mrgreen: , có thể tự tạo ra 1 amp dung lượng khoảng 2000W/8R, nhưng không còn quan tâm công suất lớn nữa. Điều mà bác Đông nói Diyaudio phản ánh nhiều lắm. Bác Uẩn này chỉ trích dịch lại nên sai sót. Trong sách có ghi ''hiệu ứng sớm'', đọc lí thuyết của hiệu ứng bằng tiếng Tây cứ tự hỏi ''sớm'' điều gì nhỉ. Sau này hóa ra, tên hiệu ứng là Early, do James M. Early tìm ra. Dịch tiếng Việt tên ông ta là ''Sớm''. Dù không hoàn hảo, nhưng ít nhất nó đã khai sáng em trong con đường đau khổ này, trong những tháng ngày đầu tiên.
