TỤ BÙ TẦN, TỐC ĐỘ & BĂNG THÔNG: Trong amplifier, một tụ điện được đặt giữa ngõ vào và ngõ ra, gọi là tụ Miller (Miller compensation capacitor) Cm để làm giảm dần đáp ứng tần số cao của ampli, trước khi nó giao động. Do là 1 tụ điện, nên nó sẽ có dung kháng Zc = 1/(2.pi.f.C). Và tại 1 tần số nào đó, dung kháng này bằng 0, xem như tín hiệu tại tần số này không được khuếch đại, gain sẽ bằng 1 (unity gain). Bob Cordell đưa ra công thức: CM = Gm/(2.pi.AVgain.fc) Trong đó: Gm = transconductance LTP vi sai. Gm = 1/(Re' + Re). AVgain: độ lợi của mạch. Fc: tần số xảy ra Zc = 0. Hoặc 1 công thức khác: Cm = 1/[2.pi.Fc.AVgain.2.(Rdegen+re')]. re' = 0.026/2Ic. Vd: Fc = 1MHz, AVgain = 30, Re + Rdegen = 100R => Cm = 27pF *. Như vậy, có thể thấy, điện trở degen của cặp vi sai đầu vào LTP có liên quan đến tụ CM (Cdom). Và tốc độ (slew rate) là: SR = 2.pi.AVgain.Fc.(Imax/gm) Đơn vị volt/giây. Vd: AV = 30, Fc = 1MHz, Imax = 1mA, Gm = 2mS => SR = 94.250.000V/s = 94.25V/uS. Imax = dòng điện của cặp LTP. => Gm càng nhỏ thì tốc độ của mạch càng cao. Đó là tính toán cơ bản cho bù tần MC tiêu chuẩn. Ngoài MC, thì còn 1 số kiểu bù tần khác. Đó là: Bù 2 cực Two Pole Compensation, sách của Randy Slone khuyến dùng kiểu này. Theo thông tin mới nhất từ diyaudio, thì TPC là biến thể của TMC. Và TMC: bù được biến đổi/chuyển tiếp Transistional Miller Compensation. Diyaudio rất thích dùng kiểu bù tần này, do nó khiến độ lợi vòng hở open loop gain cao hơn 6dB, close loop bằng vòng hồi tiếp sẽ khiến độ méo giảm sâu hơn các kiểu khác. Nhược điểm của nó là: hạn chế slew rate nhiều hơn kiểu truyền thống MC. Thế thì, em sẽ chọn kiểu bù nào cho mạch X250 các phiên bản tiếp theo nhỉ?! Vấn đề này sẽ còn được nói tiếp, với 1 kiểu bù mới, ''hình như'' rất ít được sử dụng trên toàn thế giới. Và VN chưa có ai dùng thì phải.
Đừng nói chủ quan vậy bác ơi. Từ khi em xem sách tra cứu tranzito Nhật Bản rồi 10.000 tranzito quốc tế rồi ECG và tương đương vv... Càng ngày càng có nhiều loại tranzito khác nữa. Càng ngày càng nhiều chú có thông số tốt hơn. Tất nhiên họ sản xuất cho công nghiệp và quốc phòng là chính, mấy tay DIY lẻ tẻ thì dùng được mấy con. Tuy nhiên hiện nay có thể mua bất kỳ con nào, vấn đề là mình cần thông số nó ra sao và vì sao lại cần thôi. Bác cứ tưởng tượng đi sẽ có con như ý của bác
bacs có nói 2 lần về chuyện toàn thế giới bản thân em chả tin. Tại sao :?: 1. Bác chỉ mới dừng lại ở chỗ dịch tài liệu của Tây là chính, nói rõ ra là bác (Và cả bác Khôi topic kia) đang trong quá trình tìm hiểu về mạch khuyếch đại (Em chưa dám nói là mạch khuyếch đại âm thanh). Mà tìm hỉu thì cái gì phát hiện mới cũng hay cả. 2. Thực tế về âm thanh bác chưa có nhiều, bao gồm cả kỹ năng nghe bình thường hơn thế nữa là nghe và đánh giá 1 sản phẩm audio. 3. Trở lại mạch bù như bác nói, với tần số nào thì pha nó lệch đủ để dao động bác chưa tính được, liệu tần số đó nó có nằm trong giải âm thanh không? Yếu tố khách quan cụ thể nào nữa ảnh hưởng đến ngoài mấy công thức tính. 4. Bộ khuyếch đại bác đang làm mục tiêu là gì và cái cần hướng đến trước mắt đối tượng sử dụng là ai :?: ..................................................................................... Em cũng muốn ủng hộ và cổ động bác nhưng bác nên bớt những từ "Khoa học" hay phân tích kỉu "Riêng mình hỉu". Tránh các cụ bô lão ngang qua phóng chưởng :wink: Còn lĩnh vực khuyếch đại bán dẫn em biết trên này nhiều cụ giỏi hơn em nhưng với bác và bác topic kia em tự tin có thể nói giả nhời bất kể điều gì cần thiết (Em nói với cụ chủ thôi nhá :lol: ).
Bác mua được ở đâu vậy, em chỉ có bản gốc tiếng Anh file PDF, em có đọc nhưng chưa ngâm kỹ cuốn này. Randy Slone dùng mạch bù tần số bậc 2 (2 poles), Self cũng xác nhận lại kiểu này và thực tế cho méo thấp hơn, kiểu thứ 3 em chưa ngâm cứu. Đặc biệt theo Self thì tụ Cdom hoạt động ở dải điện áp thay đổi rộng, nếu dùng tụ ceramic thì phải dùng loại NP0, không dùng XR7 (loại bán phổ biến) vì loại này điện dung thay đổi theo mức áp... dùng Silver Mica là tốt nhất, mà tốn củi quá :mrgreen: !
Ngoài 3 kiểu hay gặp trên, thì còn có 1 kiểu nữa, tên là Miller Input Compensation Đây là món hiếm, ít gặp, ít tài liệu tham khảo. Các hãng sản xuất hình như không để ý đến. Điều này khiến em khó khăn trong việc tham khảo tài liệu. Chỉ có Bob đề cập đến 1 ít trong sách của lão. Loại hình này cần được nghiên cứu thêm, để phong phú chuyên ngành audio học. Thay vì nối tụ bù về ngõ vào Vas, thì nó lại đưa về ngõ vào của cặp LTP. Nói chung, nó còn khá xa lạ, mới mẻ. Đòi hỏi việc thử nghiệm và mô phỏng nhiều. Theo Bob thì tụ bù được chọn sao cho Zc = tổng trở hồi tiếp. Mà C này, được chọn làm sao, cho độ lợi của VAS tại đó bằng = 1 (unity gain). Vd: em chọn hồi tiếp = 10k, tần số có độ lợi Vas = 1MHz ( khi đó đổi phase không quá 180 độ, làm sao để biết được mối liên hệ này với nhau cần mô phỏng và đo đạc). Vậy C = 1/(2.pi.f.Zc) = 16pF. //Cuốn sách đó em mua cách đây hơn 12 năm ở một siêu thị sách nào đó mà em đã quên, khi đó em chỉ là 1 thằng nhóc mê ampli hơn mê gái.
Thật ra cái khó là biết được khi nào mạch đảo pha 180 độ mà đề phòng trước, mà thực ra nó vô chừng lắm à. Chỉ có lấy độc trị độc thôi, mục đích của Cdom và một số phương pháp khác là vậy. Sách về audio trong nước hiếm, có tác giả khác như Ngô Anh Ba em có được 2 cuốn, trong đó 1 cuốn về mạch active crossover.
Trong những phần qua, em đã giới thiệu sơ lược về các mạch điện được dùng. Tuy khó khăn 1 chút, vì hạn chế trình độ, tài liệu tham khảo, sự tiên phong, nên các vấn đề có thể sẽ đúng hoặc sai, phát triển 1 mạch khá là khó khăn. Hy vọng rồi sẽ có 1 ai đó kế thừa và phát triển cao hơn. Trong phần tiếp theo, em sẽ trình bày về mạch điện X250 phiên bản mới. * Cái tên X250 là do em giữ lại, do nó cũng tương đối thân quen với chúng ta. Dù sao, đó cũng chỉ là cái tên! Vì, cái đích 250W/8R em không còn dùng nữa. Mà chỉ khoảng 150W/8R cho bản BJT và khoảng 70 ~ 100W/8R cho bản Lateral MOSFET. Em lần lượt đặt tên là X250MkII (Front-end BJT + OPS BJT), X250MkIII (Front-end JFET + OPS BJT) và X250MkIV-ALLFET (Front-end JFET + OPS Lateral MOSFET). Làm công suất lớn hơn như X250MkI, em gặp khó khăn về tản nhiệt. Kích thước 300mm x 150mm, cánh đứng, 0.25 độ C/W quả là khó tìm. Hình trên, là tầng nhập IPS cho phiên bản X250MkII, với cặp vi sai là BJT (BC549C, BC550C...). Nó cũng không khác nhiều so với tầng nhập nguyên bản của mạch X250 thế hệ trước. Vẫn là 1 mạch vi sai ráp chồng cascode để có thể dùng được linh kiện tín hiệu nhỏ, gain cao, Ft cao... Nguồn dòng không đổi CCS của mạch, xác định dòng điện tĩnh là áp BE Q6/R10. Ở đây, R10 em dùng 620R, như vậy Iq = 0.65/620R ~ 1mA cho cặp vi sai LTP. Mức này tương đối thấp, nhưng em thấy rằng, BJT vi sai mà phân cực cao, tiếng sẽ hơi tối hơn, tuy chi tiết. Đó là theo ý muốn của em, trong thực tế, thì ai muốn nghe sao thì cứ tùy ý phân cực, điều thú vị của dự án DIY là thế. Dòng điện 1mA này, đến cặp LTP sẽ chia 2. Như vậy, mỗi trans LTP sẽ chạy tại 500uA. Do Ic = 500uA, em sẽ degen nó ở mức 0.5V => Rdegen = 0.5/(5.10^-4) = 1kilo-Ohms. Đây là 1 mức degen rất cao, nên kết quả của nó, tuy làm Gm thấp (Ic thấp, Re + RE cao) nhưng bù lại SR cao, do CMiller giảm nhỏ (1/2.pi.Fc.Rdegen.2.AVgain). Âm thanh trong thực tế rất hay phần Mid-hi và trong sạch, bass không hề có đuôi. Thua JFET ở phần ''micro-detail'' như bác gì đó có nói. Áp chuẩn cascode em định từ 12 đến 15V, do dòng qua điện trở R8 (33K ~ 51K, nguồn 65 ~ 80VDC) cung cấp. Áp này do 1 zener ghim áp. Ghim áp bằng điện trở có thay hơn đôi chút, nhưng lại phiền phức chỗ tính toán trị số để cho sau cầu phân áp cho ra được mức áp này. Tải của mạch, là 1 tải điện trở. Em dùng 3k3, lúc đó Gain của LTP sẽ xác lập bằng công thức: Gain = Rload/2(Re' + Rdegen). Con số 2 vì LTP có 2 trans trong 1 mạch khuếch đại vi sai. Thực ra, tải là linh kiện chủ động thì tốt hơn, vì gain cao hơn, SR cao hơn 2 lần, cặp vi sai cũng tuyến tính hơn - do Transconductance x 2... Phiền phức ở đây, do gương hoạt động tại 500uA, nên khó xác định áp CE của nó. Chỉ qua thực tế mới có thể đo đạc được. Vì có áp CE này cộng với áp của điện trở degen gương mới tính được dòng tĩnh tầng kế kiếp VAS. Như vậy, câu trả lời cho ai thắc mắc vấn đề thiếu bass khi làm GM là, thay điện trở tải 1k5 bằng 1 cái gương dòng điện. Em nghe bằng phiên bản MkIV cũng thấy thiếu bass thật. Nghe dance, pop, rock rất là chán. Bù lại là độ phân giải của âm thanh rất cao. Nghe guitar thấy rõ tiếng búng dây đàn lách tách, leng keng, hơi thở rè rè của giọng vocal... Em học từ Naim trò tụ nối tầng và hồi tiếp dùng tụ Tantalum. Thử nghiệm giữa tụ hóa & tantalum, em thấy tantalum hay hơn nhiều, âm thanh mịn màng hơn, chi tiết, có hồn không đơ đơ như tụ hóa. Song song với nó là 1 con tụ MKT polypropylene 0.47 ~ 1.0/50V. Để giải quyết vấn đề tần cao, gây ra do cảm kháng chân cẳng, track mạch của tụ kia. Ở bản JFET dùng tantalum, nhưng ít ảnh hưởng âm thanh hơn. Tuy vậy, em vẫn dùng tất cả là Tantalum, em hay dùng Vishay Sprague 150D series. Nguồn dòng không đổi của LTP có thêm 1 số linh kiện (1 điện trở + 1 tụ), là để cải thiện PSRR, xung nhiễu sẽ tác động lên mạch. Điện trở R9 chỉ để giảm áp, từ đó giảm công suất nhiệt trên transistor nguồn dòng. Như vậy, áp qua nó là 1mA.10^4 = 10V. => áp trên C-E trans CCS = 80 - 10 = 70V => Pc = 1mA.70 = 0.07W. Điện trở 10k này có thể dùng các giá trị cao hơn, vì tổng trở của CCS này lên đến hàng Mega-Ohm. 1 điện trở nối tiếp với nó cũng không ảnh hưởng gì, chênh lệch giá trị quá cao. Vấn đề ở đây là nhiễu do điện trở khi dùng quá cao, nhiễu Johnson. Phân cực 1mA cho LTP, nên tổng trở nhập sẽ khoảng 47K ~ 56Kilo Ohm. Vì là BJT, nên tổng trở nhập sẽ bằng điện trở trên đường hồi tiếp để cân bằng chính xác DC. JFET thì không cần như vậy. Trong các phiên bản dùng JFET, DC offset chỉ từ 2 ~ 4mV. Nhân đây cũng gửi lời cảm ơn bác Badboy, nhờ công sức sục sạo của bác, mà em có JFET tốt để dùng. Tuy nhiên, bác cần giúp em vài con 2SJ74BL matched dual nữa nhé. Cảm ơn bác nhiều lắm luôn! :mrgreen:
Khi reck nick chắc hắn gõ sai chính tả. ''Batboy'' là ''chàng trai dơi'' à? Em trai ''Batman''?! :lol:
Hình trên là sơ đồ hoàn thiện Front-end của mạch X250 phiên bản mới, dùng BJT đầu vào (X250MkII). * Lưu ý: mạch trên đã hoạt động hoàn hảo trong thực tế. Không giao động, không ù xì, nhiễu... Cặp vi sai BJT có thể dùng các loại transistor tín hiệu nhỏ, Ft cao, Cob thấp, gain cao... như BC547, BC549, BC550, 2SC2240, KSC/2SC1845, 2SC3200, 2SC1815... Hoặc BJT đôi match sẵn như LM394 super matched pair, uA74... Khi match Hfe bằng DMM 2 transistor vi sai này (và 2 transistor cascode 2N5551, BC546B, MPSA42...) với dung sai 1%, DC offset sẽ luôn dưới 10mV. Trên mạch mẫu prototype là 5mV. Như vậy, nó phù hợp cho nhu cầu DIY vì phạm vi linh kiện rộng, dễ tìm, giá rẻ. Không giống JFET - gần như đã tuyệt chủng, tìm lòi mắt ra nhưng chỉ toàn hàng fake. LTP em phân cực 1mA và degen 0.5V, đó là theo sở thích cá nhân của em. Điều chỉnh nó dễ dàng cho phù hợp với chất âm muốn có. Nhưng lưu ý nhỏ, điều chỉnh dòng tĩnh IPS sẽ thay đổi dòng tĩnh của VAS. ..................... Tầng khuếch đại điện áp VAS - TIS (Trans-Impedance Stage: tầng biến đổi trở kháng). Mạch cơ bản của nó là 1 khuếch đại vi sai, với tải chủ động là gương dòng điện kiểu mới - gương dòng điện Hashimoto - compensated transistor - helper transistor. Các transistor vi sai của tầng, đã được em cascode - Hawksford cascode để nâng cao độ tuyến tính, giảm hiệu ứng Early, Miller... Điện áp chuẩn cascode được tạo ra bởi 2 LED 3mm/nhánh. Diodes LED không yêu cầu phải khắt khe về màu sắc. Chênh lệch màu sẽ có chênh lệch 1 ít điện áp, nhưng cũng không ảnh hưởng gì. Theo sở thích cá nhân của em, em thích màu xanh dương Blue. 2 LED nối tiếp sẽ tạo ra khoảng 5 ~ 5.5V. Thực tế, em chỉ dùng 1 LED xanh dương trong mạch mẫu cho gọn, dễ mod. 2 điện trở hạn dòng cho LED được em đặt vào đầu 1 điện trở rồi xuống nguồn âm. Thực ra nối xuống GND của mạch cũng được, nhưng làm như thế vì mục đích cân bằng PSRR của nguồn âm & dương. Linh kiện cascode em dùng BC560C và KSA1381. BC560C có gain rất cao: 400 ~ 800, Ft 250MHz, Cob 2.5pF... 2SC/KSA1381 cũng là linh kiện tốt, hay được dùng trong tầng VAS/Pre-driver amplifier, có Cob thấp, Ft cao, tuyến tính. 2 linh kiện này kết hợp cùng nhau trong mạch cascode xem như đã tạo nên 1 linh kiện gần như hoàn hảo cho mục đích tầng VAS. Đặc tuyến Ic/Ft của BC550 thể hiện Ft của nó sẽ đạt >200MHz khi dòng Ic đạt >4mA và <20mA. Mạch điện sẽ hoạt động với dòng điện khuyến cáo từ 4 ~ 10mA/nhánh. Do nếu trên 10mA, transistor 2SA/KSA1381 sẽ dễ dàng bị quá tải công suất nhiệt Pc. Dòng tĩnh của VAS/TIS trong mạch trên là khoảng 5mA/nhánh, nên điện trở degen của cặp vi sai là 100R. Cá nhân em hay degen mức 0.5V. Gương dòng điện Hashimoto (như em đã trình bày trong các post trước) khá đơn giản, nhưng hiệu quả. 2 cực B của transistor gương được cấp dòng bởi 1 transistor, mà dòng phân cực B của transistor này cấp bởi dòng Iin (nhánh bên trái). Vì muốn mục đích không kéo dòng của Iin (BJT lái bằng dòng), nên em dùng loại transistor có Vce, Ic, Pc phù hợp và quan trọng là gain rất cao. ZTX696B là thích hợp. Thực tế thì dùng 2N5551, MPSA42 gain > 120 kết quả cũng không nhiều khác biệt. Điện trở degen của gương được em dùng rất cao, lên đến 1 kilo-Ohms. Nó sẽ làm nốt công việc của sự cân bằng và cải thiện Zout. Mạch phía trên là cascode nên có Zout lớn, yêu cầu tải của nó cũng cần có tổng trở lớn, để tránh sụt áp. Trong thực tế ứng dụng, thì giá trị từ 680R ~ 1K là ổn. Điện trở 4k7 sẽ xác lập dòng làm việc của transistor bù. Với tỷ lệ giữa điện trở degen gương và điện trở này là khoảng 4 ~ 5:1 thì dòng làm việc sẽ xấp xỉ 1mA. Về phương bù tần, em sử dụng kỹ thuật bù ngõ vào MIC Miller Input Compensation. Tụ bù được nối từ ngõ ra TIS/VAS về lại ngõ vào của cặp vi sai LTP. Theo Bob, kỹ thuật bù này có lợi điểm rất to lớn, đó là: không làm giảm tốc độ Slew Rate của mạch.. Ampli MOSFET của Bob năm 198x dùng kỹ thuật này và cho Slew Rate >300V/uS. Ở mạch prototype em không cần dùng bất cứ kiểu bù nào, mà mạch vẫn ổn định. Như vậy, mạch không bị giới hạn tốc độ, băng thông bởi tụ bù tần nữa. Bù là để cho ''chắc ăn'' thôi! 2 đường nguồn V+/V- không còn dùng mạch lọc R-C đơn giản, mà dùng 1 mạch lọc chủ động, tốt hơn: Mạch nhân điện dung capacitance multiplier. Để loại bỏ hết xung nhiễu, gợn của 2 đường nguồn. Và cuối cùng, do mạch cascode VAS, dùng mức degen lớn, do đó áp swing đỉnh đối đỉnh của mạch bị hao phí rất nhiều. Tính toán sơ lược đã thấy mất 5 ~ 6V do 2 LED + áp trên trở degen của gương 4 ~ 5V + CCS VAS trên 10V. Mạch sẽ bị clip sớm nếu chung nguồn với tầng xuất. Do đó, em khuyến nghị nguồn cho Front-end này nên cao hơn 10 ~ 20VDC.
Đi kèm với nó, là 1 tầng xuất Emitter Follower - ''theo'' Emitter - định nghĩa của bác Khôi. :mrgreen: Vì front-end cấp tín hiệu cho nó (2 nửa âm và dương) là 1 mạch có VAS/TIS cascode, nên tổng trở xuất rất cao, đòi hỏi tầng xuất cũng có tổng trờ nhập cao tương ứng như tầng xuất Source Follower, hay tầng xuất Triple Emitter Follower *. * đã nói trong topic X250. Emitter Follower có ưu điểm là độ ổn định cao, tổng trở xuất nhỏ nhất (Damping Factor cao) và tổng trở nhập lớn nhất. Do đó, ngày nay rất nhiều ampli thương mại dùng nó. Và vì đệm dòng, nên nó ít can thiệp đến chất âm của mạch nhất, điều đó sẽ do front-end quyết định. Cho nên em thường tập trung vào vấn đề cải tiến Front-end. Emitter Follower - mạch C chung nên hệ số khuếch đại áp của nó chỉ gần bằng 1 (0.96) do hao hụt của mạch. Nó chỉ khuếch dòng - kéo dòng nguồn, đệm cho tải. Hao hụt của EF là áp 4 mối nối B-E (0.65V x 4) hoặc 6 mối nối (Triple Emitter Follower - T-Triple) và áp bão hòa mỗi tầng phụ driver, pre-driver, sò. Thiết kế mạch vẫn tương tự như X250, chỉ là rút bớt số lượng trans xuất âm từ 12 xuống còn 8. Em thích con số này! :mrgreen: Và điện trở RE degen của sò được thay từ loại phiến kim loại Metal Plate Cement (RGC5, MPC, BPR) thành nhiều điện trở metal film song song nhau. Em thích điện trở Vishay Dale CMF. Như vậy sẽ dùng 4 điện trở CMF60H 1R/1% song song nhau để tạo thành 1 điện trở metal film 0.25R - không cảm kháng - 4W - 1% - 50ppm coefficient temp. Mạch trên cũng vẫn không dùng mạch giới hạn VI để bảo vệ SOA, do em lo ngại tác hại xấu của nó lên độ tuyến tính của âm nhạc. Ai làm chập dây loa hay hạ tải xuống 2R, 100% công suất cháy sò thì... ráng chịu! :lol: Sò đi kèm các tụ decouple chân sò, các tụ này sẽ làm nhiệm vụ bồi năng lượng khẩn khi hoạt động và có thể giảm giao động. Tuy nhiên, nó không nghiêm ngặt như với MOSFET, có hay không có cũng chả sao. Nguồn cho mạch tầng xuất khoảng +/-55 ~ 65VDC. Mức nguồn này sẽ cho công suất khoảng 130W ~ 170W/8R. Như thế là đủ.
Và 1 tầng xuất Source Follower SF. Mạch tầng xuất bao gồm 2 cặp transistor công suất Lateral MOSFET ECX10N20R/ECX10P20R và 2 cặp transistor driver được nối theo kiểu Source Follower. Do nguồn thấp, nên em dùng cặp transistor 2SC3503/2SA1381 làm nhiệm vụ driver. Đặc tính của cặp trans này rất tốt cho những vị trí như Vas, pre-driver. Vì hạn chế công suất nhiệt, Ic nên nó ít được dùng làm driver. Hãng sản xuất linh kiện xuất Exicon/Semelab, cũng cấp 1 công thức chuẩn để tính toán ra giá trị của điện trở Gate Stopper Rg. Nó dựa trên tần số mà khi đó biên độ hạ xuống -3dB. Tức băng thông BW. f(-3dB) = 1/(2.pi.Ciss.Rg) Vd: dùng Rg = 330R => f(3) = 965KHz. Rg = 820R => f(3) = 388KHz. Điều thú vị là Exicon ECX10N20R/10P20R đã làm cân bằng Ciss ở cả 2 linh kiện kênh N & P, cho nên, giá trị Rg sẽ bằng nhau. Nếu muốn f(3) khoảng 1.5MHz, thì giá trị sẽ khoảng 220R. 330R sẽ khoảng 1MHz. Trong schematic thể hiện nó không bằng nhau vì do không nhất thiết phải dùng linh kiện ECX10N20R/10P20R, mà có thể là BUZ90x, ALF08xxxx, Renesas/Hitachi... Hoặc 1 linh kiện đế đôi Dual Die như ECW20N20Z. Do MOSFET có tốc độ rất cao hơn BJT (thông thường trên 10 lần BJT) và khi giá trị Rg này càng nhỏ, tốc độ sẽ càng cao, nên 1 tụ hồi tiếp (tụ Miller) gắn ở 2 cực G-D khắc phục giao động ký sinh Parasitic Oscillation (giao động này gây ra bởi cảm kháng kí sinh do chân cẳng MOSFET, track mạch). Mức nguồn cấp cho MOSFET khoảng 50 ~ 60V. Như vậy công suất ra sẽ loanh quanh 100W. Transistor ở ngõ ra, với mức nguồn 50VDC (ví dụ) thì biểu đồ Safe Operating Area SOA chỉ ra khoảng max 2.5A/linh kiện, như vậy với 2 cặp ta có 5A/bán kì sóng Sin => mức max mà linh kiện có thể cung cấp chỉ là 5A, do đó, loa 8R sẽ không bị giới hạn, nhưng với loa 4R linh kiện sẽ giới hạn dòng (lẽ ra với Iout tại 8R = 3.5A, Iout 4R là 7A. Linh kiện chỉ max 5A => bị giới hạn => mất tuyến tính công suất). Do thực tế này, cho dù có hạ tải thì cũng không thể đưa nó lên mức 250W được. Cho nên em sẽ đặt tên khác cho mạch, tạm gọi nó là X99. OPS Lateral MOSFET + VAS JFET + IPS JFET = không biết có hoàn hảo không?! :mrgreen:
Đi kèm cùng nó là 1 mạch Front-end, X250MkIV-ALLFET. Với cấu trúc tương tự phiên bản MkII, nhưng dùng JFET 2SK170 cho cặp vi sai nhập LTP và 2SJ74 - vi sai VAS. Em đang dùng trong mạch mẫu 2SJ75 - là 2 con 2SJ74 đã match sẵn, được ghép chung vỏ nhôm (ghép nhiệt). JFET rất nhạy nhiệt, hơn BJT nhiều lần, nên khi phân cực cao dễ bị trôi nhiệt, nên cần ghép nhiệt. Trong tất cả các phiên bản tiếp theo của mạch symmetry X250, chọn 1 trong 2 phương pháp bù, Miller Input Compensation MIC hoặc Miller Compensation MC. Trong mạch điện mẫu prototype thì: - X250MkI với MC 5pF ~ 10pF. - X250MkII không cần hoặc MIC 22pF. - X250MkIII không cần hoặc MIC 22pF. MkIII dùng JFET ở LTP + BJT VAS. - X250MkIV-ALLFET MIC 22pF, hoặc MC 10pF ~ 22pF. Em đang dùng MIC 22pF, không giao động, không hú rít, ù xì... MOSFET chuyên cho audio driver như 2SK216/2SJ79 (Hitachi), 2SK2013/2SJ313 (Toshiba) hiện đã tuyệt chủng, rất khó tìm và đắt. Cho nên em không dùng nó trong mạch xuất OPS X99, lẽ ra có nó thì đúng với tên ''ALL-FET'' hơn - 2SK170 IPS + 2SJ74 VAS + 2SK216/2SJ79 Driver + ECX10N20R/ECX10P20R output.
Font-End em làm cũng gần xong rồi. Còn thiếu cặp Jfet nữa là xong. đang còn lăn tăn con tụ hồi tiếp nữa, chưa kiếm được con nào ngon
Bữa trước đi đồng nát mua được cái ampli Onkyo hết 150k, thấy bên trong có 1 cặp K240 vậy là có Jfet cho dự án X250 rồi.
K240 là tương đương 2 x 2sk170 matched rồi Tiện khoe luôn mấy lk mình sưu tầm cho project X250 mkIV: 2SJ75BL và 2SC3600E + 2SA1406E
